在实用电路中，往往要求放大电路的末级（即输出级）输出一定的功率，以驱动负载。能够向负载提供足够信号功率的放大电路称为功率放大电路，简称功放。从能量控制和转换的角度看，功率放大电路与其它放大电路在本质上没有根本区别；只是功放既不是单纯追求输出高电压，也不是单纯追求输出大电流，而是追求在电源电压确定的情况下，输出尽可能大的功率。因此，从功放电路的组成和分析方法，到其元器件的选择，都与小信号放大电路有着明显的区别。

一、功率放大电流的特点

1、主要技术指标

功率放大电路的主要技术指标为最大输出功率和转换效率。
（1）最大输出功率 $P_{om}$
功率放大电路提供给负载的信号功率称为输出功率。在输入为正弦波且输出基本不失真条件下，输出功率是交流功率，表达式为 $P_o=I_o{U}_o$，式中 $I_o$ 和 $U_o$ 均为交流有效值。最大输出功率 $P_{om}$ 是在电路参数确定的情况下负载上可能获得的最大交流功率。
（2）转换效率 $\eta$
功率放大电路的最大输出功率与电源所提供的功率之比称为转换效率。电源提供的功率是直流功率，其值等于电源输出电流平均值及其电压之积。
通常功放输出功率大，电源消耗的直流功率也就越多。在一定的输出功率下，减小直流电源的功耗，就可以提高电路的效率。

2、功率放大电路中的晶体管

在功率放大电路中，为使输出功率尽可能大，要求晶体管工作在尽限应用状态，即晶体管集电极电流最大时接近 $I_{CM}$，管压降最大时接近 $U_{(BR)CEO}$，耗散功率最大时接近 $P_{CM}$。$I_{CM}$、$U_{(BR)CEO}$ 和 $P_{CM}$ 分别是晶体管的极限参数：最大集电极电流、c - e 间能承受的最大管压降和集电极最大耗散功率。因此，在选择功放管时，要特别注意极限参数的选择，以保证管子安全工作。
应当指出，功放管通常为大功率管，查阅手册时要特别注意其散热条件，使用时必须安装合适的散热片，有时还要采取各种保护措施。

3、功率放大电路的分析方法

因为功率放大电路的输出电压和输出电流幅值均很大，功放管特性的非线性不可忽略，所以在分析功放电路时，不能采用仅适用于小信号的交流等效电路，而应采用图解法。
此外，由于功放的输入信号较大，输出波形容易产生非线性失真，电路中应采用适当方法改善输出波形，如引入交流负反馈。

二、功率放大电路的组成

在电源电压确定后，输出尽可能大的功率和提高转换效率始终是功率放大电路要研究的主要问题。因而围绕这两个性能指标的改善，可组成不同电路形式的功放。此外，还常围绕功率放大电路频率响应的改善和消除非线性失真来改进电路。

1、为什么共射放大电路不宜用作功率放大电路

图9.1.1(a)所示为小功率共射放大电路，其图解分析如图（b）所示。静态时，若晶体管的基极电流可忽略不计，直流电源提供的直流功率约为 $I_{CQ}{V}_{CC}$，即图中矩形 $ABCO$ 的面积；集电极电阻 $R_c$ 的功率损耗为 $I_{CQ}{U}_{R_c}$，即矩形 $QBCD$ 的面积；晶体管集电极耗散功率为 $I_{CQ}{U}_{CEQ}$，即矩形 $AQDO$ 的面积。

在输入信号为正弦波时，若集电极交流电流也为正弦波，如图中所画，则电源输出的平均电流为 $I_{CQ}$，因而电源提供的功率不变。交流负载线如图中所画，集电极电流交流分量的最大幅值为 $I_{CQ}$，管压降交流分量的最大幅值为 $I_{CQ}(R_c//R_L)$，有效值为 $I_{CQ}(R_c//R_L)/\sqrt{2}$，所以 $R_L^{\prime }(=R_c//R_L)$ 上可能获得的最大交流功率 $P_{om}^{\prime }$ 为$$P_{om}^{\prime }=(\frac{I_{CQ}}{\sqrt{2}}{)}^2{R}_L^{\prime }=\frac{1}{2}{I}_{CQ}(I_{CQ}{R}_L^{\prime })$$ 即图中三角形 $QDE$ 的面积。负载电阻 $R_L$ 上所获得的功率（即输出功率）$P_o$ 仅为 $P_o^{\prime }$ 的一部分，$P_o$ 小于 $P_o^{\prime }$。从图解分析可知，若 $R_L$ 数值很小，比如扬声器，仅为几欧，交流负载线很陡，则 $I_{CQ}{R}_L^{\prime }$ 必然很小，因而图9.1.1(a)所示电路不但输出功率很小，而且由于电源提供的功率始终不变，使得效率也很低，可见其不宜作为功率放大电路。
为了提高输出功率和效率，可以去掉集电极电阻 $R_c$，直接将负载接在晶体管的集电极，并利用变压器实现阻抗变换，同时调解 $Q$ 点使晶体管达到尽限工作状态。

2、变压器耦合功率放大电路

传统的功率放大电路为变压器耦合式电路。图9.1.2(a)所示为单管变压器耦合功率放大电路，因为变压器原边线圈电阻可忽略不计，所以直流负载线是垂直于横轴且过 $(V_{CC},0)$ 的直线，如图（b）所画。若忽略晶体管基极回路的损耗，则电源提供的功率为$$P_V=I_{CQ}{V}_{CC}(\mathrm{9.1.1})$$静态时，电源提供的功率全部消耗在管子上。

从变压器原边向负载方向看的交流等效电阻为$$R_L^{\prime }=(\frac{N_1}{N_2}{)}^2{R}_L$$故交流负载线的斜率为 $-1/R_L^{\prime }$，且过 $Q$ 点，如图（b）所画。通过调整变压器原、副边的匝数比 $N_1/N_2$，实现阻抗匹配，可使交流负载线与横轴的交点约为 $2V_{CC}$。此时，$R_L^{\prime }$ 中交流电流的最大幅值为 $I_{CQ}$，交流电压的最大幅值约为 $V_{CC}$。因此，在理想变压器的情况下，最大输出功率为$$P_{om}=\frac{I_{CQ}}{\sqrt{2}}\cdot \frac{V_{CC}}{\sqrt{2}}=\frac{1}{2}{I}_{CQ}{V}_{CC}$$即三角形 $QAB$ 的面积。当输入正弦波电压时，集电极动态电流的波形如图（b）中所画。在不失真的情况下，集电极电流平均值仍为 $I_{CQ}$，故电源提供的功率仍如式（9.1.1）所示。可见，电路的最大效率 $P_{om}/P_V$ 为 $50\%$。
由于电源提供的功率不变，因而输入电压为零时，效率也为零；输入电压愈大，$i_c$ 幅值愈大，负载获得的功率就愈大，管子的损耗就愈小，因而转换效率也就愈高。但是，人们通常希望输入信号为零时电源不提供功率，输入信号愈大，负载获得的功率也愈大，电源提供的功率也随之增大，从而提高效率。为了达到上述目的，在输入信号为零时，应使管子处于截止状态。而为了使负载上能够获得正弦波，常常需要采用两只管子，在信号的正、负半周交替导通，因此产生了变压器耦合乙类推挽功率放大电路，如图9.1.3(a)所示。
在图9.1.3(a)所示电路中，设晶体管 b - e 间的开启电压可忽略不计，$T_1$ 管和 $T_2$ 管的特性完全相同，输入电压为正弦波。当输入电压为零时，由于 $T_1$ 和 $T_2$ 的发射结电压为零，均处于截止状态，因而电源提供的功率为零，负载上电压也为零。当输入信号使变压器副边电压极性为上 “+” 下 “-” 时，$T_1$ 管导通，$T_2$ 管截止，电流如图中实线所示；当输入信号使变压器副边电压极性为上 “-” 下 “+” 时，$T_2$ 管导通，$T_1$ 管截止，电流如图中虚线所示，因此负载 $R_L$ 上获得正弦波电压，从而获得交流功率。图（b）为图（a）所示电路的图解分析，等效负载上能够获得的最大电压幅值近似等于 $V_{CC}$。上述同类型管子（ $T_1$ 和 $T_2$ ）在电路中交替导通的方式称为 “推挽” 工作方式。
在放大电路中，当输入信号为正弦波时，若晶体管在信号的整个周期内均导通（即导通角 $\theta =360°$），则称之工作在甲类状态；若晶体管仅在信号的正半周或负半周导通（即导通角 $\theta =180°$），则称之工作在乙类状态；若晶体管的导通时间大于半个周期且小于周期（即 $\theta =180°\sim 360°$ 之间），则称之工作在甲乙类状态。
可见，图9.1.2(a)所示电路中的晶体管工作在甲类状态，而图9.1.3(a)所示电路中的晶体管工作在乙类状态，故称该电路为乙类推挽功率放大电路。
提供功放效率的根本途径是减小功放管的功耗。方法之一是减小功放管的导通角，增大其在一个信号周期内的截止时间，从而减小管子所消耗的平均功率；因而在有些功放中，功放管工作在丙类状态，即导通角 $\theta$ 小于 $180°$。方法之二是使功放管工作在开关状态，也称为丁类状态，此时管子仅在饱和导通时消耗功率，而且由于管压降很小，故无论电流大小，管子的瞬时功率都不大，因此管子的平均功率也就不大，电路的效率必然较高。但是，应当指出，当功放中的功放管工作在丙类或丁类状态时，集电极电流将严重失真，因此必须采取措施消除失真，如采用谐振功率放大电路，从而使负载获得基本不失真的信号功率。

三、无输出变压器的功率放大电路

变压器耦合功率放大电路的优点是可以实现阻抗变换，缺点是体积庞大，笨重，消耗有色金属，且效率较低，低频和高频特性均较差。无输出变压器的功率放大电路（简称为 OTL ：Output Transfomerless 电路）用一个大容量电容取代了变压器，如图9.1.4所示。虽然图中 $T_1$ 为 $\text{NPN}$ 型管，$T_2$ 为 $\text{PNP}$ 型管，但是它们的特性理想对称。

静态时，前级电路应使基极电位为 $V_{CC}/2$，由于 $T_1$ 和 $T_2$ 特性对称，发射极电位也为 $V_{CC}/2$，故电容上的电压 $V_{CC}/2$，极性如图9.1.4所标注。设电容容量足够大，对交流信号可视为短路；晶体管 b - e 间的开启电压可忽略不计；输入电压为正弦波。当 $u_i>0$ 时，$T_1$ 管导通，$T_2$ 管截止，电流如图9.1.4中实线所示，由 $T_1$ 和 $R_L$ 组成的电路为射极输出形式，$u_o\approx u_i$；当 $u_i<0$ 时，$T_2$ 管导通，$T_1$ 管截止，电流如图9.1.4中虚线所示，由 $T_2$ 和 $R_L$ 组成的电路也为射极输出形式，$u_o\approx u_i$；故电路输出电压跟随输入电压。
由于一般情况下功率放大电路的负载电流很大，电容容量常选为几千微法，且为电解电容。电容容量愈大，电路低频特性愈好。但是，当电容容量增大到一定程度时，由于两个极板面积很大，且卷制而成，电解电容不再是纯电容，而存在漏阻和电感效应，低频特性将不会明显改善。

四、无输出电容的功率放大电路

如图9.1.5所示电路，摒弃了输出电容，称为无输出电容的功率放大电路，简称 OCL（Output Capacitorless）电路。

在 OCL 电路中，$T_1$ 和 $T_2$ 特性对称，采用了双电源供电。静态时，$T_1$ 和 $T_2$ 均截止，输出电压为零。设晶体管 b - e 间的开启电压可忽略不计；输入电压为正弦波。当 $u_i>0$ 时，$T_1$ 管导通，$T_2$ 管截止，正电源供电，电流如图9.1.5中实线所示，电路为射极输出形式，$u_o\approx u_i$；当 $u_i<0$ 时，$T_2$ 管导通，$T_1$ 管截止，负电源供电，电流如图9.1.5中虚线所示，电路也为射极输出形式，$u_o\approx u_i$。可见，电路中 “ $T_1$ 和 $T_2$ 交替工作，正、负电源交替供电，输出与输入之间双向跟随 ”。不同类型的两只晶体管（ $T_1$ 和 $T_2$ ）交替工作、且均组成射极输出形式的电路称为 “互补” 电路，两只管子的这种交替工作方式称为 “互补” 工作方式。

五、桥式推挽功率放大电路

在 OCL 电路中采用了双电源供电，虽然就功放而言没有了变压器和大电容，但需制作两路电源，且在制作电源时仍需用变压器或带铁芯的电感、大电容等，所以就整个电路系统而言未必是最佳方案。为了实现单电源供电，且不用变压器和大电容，可采用桥式推挽功率放大电路，简称 BTL（Balanced Transformeless）电路，如图9.1.6所示。

图中四只管子特性理想对称，静态时均处于截止状态，负载上电压为零。设晶体管 b - e 间的开启电压可忽略不计；输入电压为正弦波，假设正方向如图中所标注。当 $u_i>0$ 时，$T_1$ 和 $T_4$ 管导通，$T_2$ 和 $T_3$ 管截止，电路如图9.1.6中实线所示，负载上获得正半周电压；当 $u_i<0$ 时，$T_2$ 和 $T_3$ 管导通，$T_1$ 和 $T_4$ 管截止，电流如图9.1.6中虚线所示，负载上获得负半周电压；因而负载电压跟随输入电压。
BTL 电路所用管子数量最多，难于做到四只管子特性理想对称；且管子的总损耗大，必然使得转换效率降低；电路采用双端输入双端输出方式，输入和输出均为接地点，因此有些场合不适用。
综上所述，变压器耦合乙类推挽电路、OTL、OCL 和 BTL 电路中晶体管均工作在乙类状态，它们各有优缺点，使用时应根据需要合理选择。目前集成功率放大电路多为 OTL 和 OCL 电路，前者需外接输出电容。当这两种集成电路不能满足负载所需功率要求时，应考虑采用分立元件 OTL、OCL 电路或变压器耦合乙类推挽功率放大电路。